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开关电源控制芯片中减小EMI的一种电路实现方法

来源:admin      发布时间:2020-06-10     

摘要: 从减小噪声源的思路出发, 根据扩频理论, 提出了一种应用在开关电源控制芯片中的减小EM I的电路
实现方法. 采用三角波调制的方法调制振荡器的频率, 通过采用调频PWM开关技术, 使原本集中在开关频率
及其高次谐波的尖峰上的能量展开到更宽的频带上, 从而减小了EM I噪声. 通过对振荡器输出脉冲波形的频
谱分析, 验证了所提出的振荡器结构可以实现减小EM I噪声源的作用.
关键词: 开关电源; 控制芯片; EM I; 扩频
中图分类号: TP273  文献标识码: A
A method of c ircu it implemen ta tion s on reduc ing EM I in the con trol
ch ip of the switch ing power supply
QU Ai - wen
(College of Physics and Information Engineering, Fuzhou University, Fuzhou, Fujian 350108, China)
Abstract: According to supp ressing noise source, this paper p roposes a method of circuit imp lementa2
tions on reducing EM I in the control chip of the switching power supp ly based on the sp read - spectrum
theory. Thismethod adop ts triangularmodulating signal to modulate the oscillator frequency. Because
of the switching frequency of the switching power supp ly with PWM ( Pulse - width modulation) con2
trolling decided by the oscillator frequency, modulating the oscillator frequency is the same asmodula2
ting the switching frequency. So using this technology, the peak energy focusing on the switching fre2
quency and its higher harmonic is expanded, and the EM I noise is reduced. According to analysis on
spectrum of the oscillator′s output pulse wave, it verifies the oscillator structure this paper p roposed
can realize reducing EM I noise source.
Keywords: switching power supp ly; control chip; EM I; sp read - spectrum
开关电源是目前电子设备中应用最为广泛的一种电源装置, 具有功耗低、效率高、体积小等显著优
点, 主要应用在计算机、电子设备、仪器仪表、通信设备和家用电器等系统中, 其性能的优劣直接关系到
整个系统的安全性和可靠性. 开关电源中的功率开关是通过控制芯片内的振荡器和其它相关电路来改变
开关的开关脉冲宽度或开关频率, 从而调节输出功率、输出电流和输出电压来满足开关电源的应用. 在开
关电源中, 可以通过提高开关频率来减小外围器件尺寸, 但是开关电源在快速开关过程中存在大的dI /dt
和dV /dt, 其开关噪声能量集中在开关频率及其谐波频率上, 使其难以达到EM I( Electromagnetic Interfer2
ence)指标要求. 然而现代开关电源不仅要提供所需的电气性能, 而且要符合国际EMC ( Electromagnetic
Compatibility)规范, 因此必须减小其EM I噪声. 减少电磁干扰(EM I)可从噪声源及噪声传播途径两方面考
虑. 减小EM I一般可通过在开关电源的输入端加EM I滤波电路. 但是开关电源产生的EM I越大, EM I滤
波器中的器件尺寸就越大, 导致电源的成本就越大, 而且只是应用EM I滤波电路不能抑制EM I辐射噪
声[ 1 ] . 因此减小噪声源被认为是最有效抑制EM I的方法. 噪声源的减小一般有两种方法: 一种是增大驱
动功率开关管脉冲的上升沿和下降沿的时间也即软启动, 从而减小开关电源在快速开关过程中的dI /dt和
dV / dt[ 1 ] ; 另一种是根据通信工程中扩频理论的调频PWM开关技术, 使原本集中在开关频率及其高次谐
收稿日期: 2009 - 07 - 31
通讯作者: 屈艾文(1980 - ) , 助教, E - mail: awqu@fzu. edn. cn
第1期屈艾文: 开关电源控制芯片中减小EM I的一种电路实现方法
波的尖峰上的能量展开到更宽的频带上, 不仅更易通过EMC规范, 而且实现了电源系统的低成本化[ 2 ] .
从减小噪声源的思路出发, 根据扩频理论的调频PWM开关技术, 本文提出了一种应用在开关电源控制芯
片中作为振荡器充电电流的近似三角波调制电流电路, 同时给出了应用此电路组成的振荡器结构框图.
由于采用PWM控制的开关电源的开关频率由振荡器的频率来决定, 调节振荡器的充电电流, 就是调节振
荡器的频率也就是调节开关电源的频率, 通过采用这种调频PWM开关技术, 使原本集中在开关频率及其
高次谐波的尖峰上的能量展开到更宽的频带上, 从而减小了EM I噪声.
本文首先给出频率调制扩展频谱的原理, 以正弦波频率调制为例, 阐述了正弦载波采用正弦波调制
后, 其频谱与频率调制系数β的关系, 得出了β值越大, 频谱分布越均匀. 在这个理论的基础上, 分析了
采用周期频率调制的开关电源的开关波形, 得出了随着开关谐波阶数的增加采用周期频率调制可得到很
好的扩频效果. 而从最大限度地降低被调信号及其各次谐波的幅值来看三角波调制优于正弦波调制[ 3 - 5 ] ,
因此采用了三角波的调制方式.
1 频率调制扩展频谱的原理
1. 1 正弦波频率调制的频谱
考虑由一个幅值不变、正弦基带信号调制的正弦载波信号:
x ( t) = A sin (2πfc t + △fc sin 2πfm t) (1)
式中: fc 为未调制载波频率; fm 为调制频率; △fc 为峰值频率偏移.
那么, 频率调制( FM)系数定义为:
β = △fc / fm (2)
通常β仅仅定义为单边调制的情况, 其频谱可用贝塞尔函数计算J n (β) . 不同β值时, 正弦调频载波的幅
值频谱如图1所示. 由图1可见, β值越大, 边带频率离谐波频率越远, 频谱分布越均匀, 也就是说, 减少
了载波频率附近频谱的幅值, 而相邻边带谐波的频率差保持为fm . 卡森规则表明: 信号的总功率不受频率
调制的影响, 调制信号总功率的98% 包含在带宽BT 内.
BT = 2 (β + 1) fm (3)
这意味着边带谐波频率的变化范围为( fc - BT /2) ~ ( fc +B T /2) . 当β >> 1时, BT = 2△fc.
图1 β不同时频率调制正弦波的频谱
Fig. 1 Spectrum of frequency - modulated sinewave
with differentβ
图2 采用正弦波调制方式的正弦波信号频谱
Fig. 2 Spectrum of a frequencymodulated sinusoidal
signalwith sinusoidal variation in time
1. 2 频率调制PWM 脉冲序列的频谱
开关变换器的波形包含着无数的开关谐波, PWM脉冲的周期频率调制把每一个开关谐波的频谱重新
分布到开关谐波的边带谐波上, 且每两个相邻边带谐波的频率差为调制频率fm . 卡森规则仍可用来计算
第n次开关谐波的带宽:
βn
T = 2 (βn + 1) fm = 2 ( nβ + 1) fm (4)
式中: βn = nβ为第n次开关谐波的调制系数. 当β >> 1时, βnT = nβT.
由式(4)可得出, 随着开关谐波阶次的增加, 频谱展开的效果随着增加, 最后在较高次开关谐波上,

福州大学学报(自然科学版) 第38卷
相邻开关谐波的边带谐波互相重叠. 也就是说, 随着开关谐波阶数的增加, 频谱展开更加均匀, 达到了较
好的扩频效果[ 2 ] .
1. 3 频率调制技术的比较
采用频率调制技术减小开关电源的EM I噪声的方法有很多, 最常用的是正弦波调制和三角波调制.
图2给出了没有调制的正弦波载波信号的频谱和采用正弦波调制方式后的正弦波载波信号频谱图[ 3 ] . 图
3 ( a) 、( b)给出了正弦波调制信号和调制后的正弦载波信号的频谱图, 图3 ( c) 、( d) 给出了三角波调制
信号和调制后的正弦载波信号的频谱图. 从图中看出, 正弦波调制信号不能使被调信号获得最好的谐波
幅值衰减. 因为被调信号的频谱能量集中在相应于调制信号中具有最小时间导数的点的频率上, 被调信
号的频谱在相应于正弦波导数为零的点的频率上出现了峰值; 而在相应于正弦波的零穿越的点的频率上,
幅值的减小最明显, 因为在零穿越点上正弦波的时间导数最大; 而在三角波调制信号中, 虽然三角波在零
穿越的点的时间导数小于正弦波在零穿越的点的时间导数, 在调制后频谱中心处的幅值会比正弦波调制
的略大, 但三角波调制信号从最小值到最大值, 时间导数保持不变, 被调信号的能量比较平均地分布到边
带谐波上[ 3 - 5 ] . 可见从最大限度地降低被调信号及其各次谐波的幅值来看, 三角波调制优于正弦波调制.
因此本研究采用三角波的调制方式.
图3 调制信号波形及被其调制的正弦载波信号频谱
Fig. 3 Modulating signal and the spectrum of the modulated sinusoidal carrier
2 电路设计
图4 低频调制电流电路
Fig. 4 Circuit of low frequencymodulating current
在开关电源控制芯片里调制开关频率的电
路设计中, 具有频率抖动特性的振荡器设计是
关键. 而在频率抖动振荡器的设计中, 产生周
期性的调制电流电路最为关键. 文献[ 1 ]、[ 6 ]
中调制电流的产生都是先通过电流源对电容的
充放电产生低频率的锯齿波电压, 再把锯齿波
电压转换成调制电流Iscan的方式来实现. 图4
为本文提出的产生三角波调制电流的电路实现
方法. 该电路是利用负反馈网络, 通过周期性
地改变负反馈网络中的一个电阻的阻值来产生
低频率变化的调制电流Iscan , 并与固定电流相
叠加产生振荡器充放电的电流Iosc. 文献[ 1 ]、
[ 6 ]的调制电流产生电路中除了电流源、电流
镜、数字逻辑外, 还包括两个比较器和电压转电流电路, 比本文提出的结构所占面积要大. 其次, 为了产
生低频率变化的锯齿电压, 由C
Δu
Δt
= I可知, 对于Δu的量级为V, Δt的量级为s, 如果I的量级为μA, 得
出C的量级为μF, 在芯片中要实现此量级电容的成本是非常高的, 所以就要求两个电流源的电流I要足
够小, 以使电容C尽量小, 而足够小的电流的生成电路也会增加芯片面积, 增大芯片成本.
图4中的调制电流电路的输入参考电流Iref是由芯片内其他模块产生的几乎不随温度和工艺变化的精

第1期屈艾文: 开关电源控制芯片中减小EM I的一种电路实现方法
准电流. 输出电流Iosc是振荡器充放电的电流. NMOS晶体管221、NMOS晶体管222、NMOS晶体管223、
电阻224、补偿电容260以及可变电阻网络250组成负反馈控制环路, 用以产生周期性变化的调制小电流
Iscan. NMOS晶体管240是为了保证NMOS晶体管203工作在饱和区.
负反馈控制环路的工作原理: 电流镜PMOS晶体管212和PMOS晶体管213是类型和宽长比都一致的
两个管子, 以保证流过NMOS晶体管221和NMOS晶体管222 的电流相同. 同时NMOS晶体管221 和
NMOS晶体管222的宽长比和类型也相同. 假设可变电阻网络250的等效电阻阻值相对于电阻224的阻值
有一个减小的变化量, 由于瞬间流过两个电阻的电流相等, 导致In2端的电压相对In1端的电压变小, 由于
NMOS晶体管222的电流不变, 导致晶体管222的栅端电压变小, 由于流过电阻224和晶体管221的电流
不变, 晶体管221源端的电压不变, 导致了晶体管221漏端的电压变大, 即晶体管223的栅端电压增大,
从而引起晶体管223源端电压的变大, 即可变电阻网络In2端电压的变大, 使In2端的电压与In1端的电压相
等, 达到稳态. 此时由于可变电阻网络的等效电阻小于电阻224的阻值, 使流过可变电阻网络的电流大于
电阻224的电流. 由于电阻224的电流与晶体管221和晶体管222的电流相等, 得出可变电阻网络的电流
Ir 大于晶体管222的电流Im , 则多余的电流Iscan ( Iscan = Ir - Im )就通过晶体管223流出, 从而得到振荡器充
放电电流Iosc , 其表达式为:
Iosc = K1 · ( K2 ·Iref + Iscan ) (5)
其中: K2 为电流镜NMOS管203的宽长比与NMOS管201的宽长比之间的比值; K1 为电流镜PMOS管
232的宽长比与PMOS管231的宽长比之间的比值; Iref为参考电流.
由以上分析可知, 通过周期性地改变可变电阻网络的等效阻值, 可生成周期性变化的电流Iscan , 就会
得到周期性变化的电流Iosc , 用该电流作为振荡器的充放电电流就会得到频率周期性变化的脉冲波. 为了
提高反馈控制环路的稳定性, 在晶体管221的漏端与地之间增加了补偿电容260.
可变电阻网络的实现如图5所示. 可变电阻网络由控制电阻阻值的逻辑电路和电阻连接电路组成.
逻辑电路有4个输入端A, B , C, D和8个输出端Y0 , Y1 , Y2 , Y3 , Y4 , Y5 , Y6 , Y7. 由于本文提出的电路是
开关电源控制芯片里的一部分, 开关电源控制芯片内部有各种保护电路如OVP, OLP等, 而且存在一些用
于控制当检测到故障后控制芯片重新工作的延时电路, 而A、B、C、D 4个信号就是取自保护电路中用于
控制延时的计数器脉冲信号. 8个输出端Y0 , Y1 , Y2 , Y3 , Y4 , Y5 , Y6 , Y7 分别控制电阻连接电路的8个开
关S8 , S7 , S6 , S5 , S4 , S3 , S2 , S1. 逻辑信号的控制波形如图6所示. 通过逻辑电路输出的控制信号, 周期
性地改变可变电阻网络的等效电阻值, 通过图4的负反馈环路的控制得到周期性变化的电流, 用该电流
作为振荡器的充电电流, 通过振荡器主体电路(如图7) , 从而得到频率周期性变化的振荡脉冲波形.
图5 可变电阻网络
Fig. 5 Variable resistor network
图6 逻辑电路的控制波形图
Fig. 6 Controlwave of logic circuit
图7中振荡器的工作原理是图4生成的Iosc电流通过开关信号CRN、CR控制, 交替对电容C1、C2 进
行充电, 当CRN为高电平时, 对C1 充电, C2 此时放电. 当CR为高电平时, 对C2 进行充电, C1 放电. 开
关信号CRN、CR是通过比较器和D触发器来控制的. CA的初始电位为低电平, D触发器初始状态是通
过R信号, 把CRN置为低电平, CR置为高电平. 正常工作后, Iosc对C2 进行充电, Vramp电压升高, 当Vramp

福州大学学报(自然科学版) 第38卷
电压上升到Vref电压时, 比较器翻转, CRN变为高电平, CR变为低电平, 开始对C1 充电, C2 放电. 如此
反复就能得到图8的波形图. 当需要占空比为80%的脉冲波形时, C1 ∶C2 = 4∶1.
图7 振荡器的结构框图
Fig. 7 Frame of oscillator
图8 振荡器的波形图
Fig. 8 Wave of oscillator
3 仿真结果
设计采用1um40 V工艺, 使用Candence spectre软件进行仿真. 图9给出了ss_5V corner 25度下的振
荡器振荡脉冲PLS信号的周期频率图. 从图中可以看出, 振荡器的未调制载波频率为65. 2 kHz, 调制频率
为32 Hz, 峰值频率偏移2 kHz, β= 62. 5, 达到±3%的频率抖动①. 同时可以看出本文给出的调制波是近
锯齿波, 此波含有高频分量, 但此高频分量不会影响系统的性能. 因为这个调制波不是直接加到输出端,
而是起扩展PWM输出控制脉冲频谱的作用, 使信号功率被分在许多边频上, 从而减小离散频率上的信号
功率, 达到了减小EM I的作用.
此外, 由图6中的Y0 ~Y1 的脉冲波形和图9中的振荡器的周期频率图可以看出, 通过改变Y0 ~Y1 脉
冲波形的排序, 就可生成任意波形的振荡器的周期频谱图, 如果想使振荡器频率图形连续性更好, 可以增
加可变电阻网络中的可控电阻数和控制脉冲数.
图9 振荡器的周期频率图
Fig. 9 Periodic frequency of oscillator
图10 SS_5V corner下的频谱分析图
Fig. 10 Spectrum on SS_5V corner
图10给出了图9的频谱图与没有调制的脉冲波的频谱图, 其中nf表示没有调制、固定频率(即没有
加Iscan电流)的脉冲波频谱图, f表示图9的频谱图. 可见, 由于曲线f在离散谐波频率处的频谱被展开了,
f的尖峰能量比nf的小了很多. 采用PWM控制的开关电源的开关频率由振荡器的频率来决定, 通过采用
这种调频PWM开关技术, 可使原本集中在开关频率及其高次谐波的尖峰上的能量展开到更宽的频带上,
从而减小了EM I噪声. 因此所提出的减小EM I的电路结构达到了预期的功效. 当然为了使芯片能够达到

① On - Bright. Currentmode PWM controller frequency shuffling . OB2269 datasheet.
第1期屈艾文: 开关电源控制芯片中减小EM I的一种电路实现方法
仿真的预期, 必须注意图4中电阻224和电阻网络250版图布局的匹配; PMOS管211、212和213的匹
配; NMOS晶体管221和NMOS晶体管222的匹配.
4 结语
为了达到减小EM I噪声源的目的, 根据通信工程中扩频理论的调频PWM开关技术, 调制开关频率即
振荡器频率, 就可使开关电源芯片在其开关频率及其高次谐波的尖峰能量减小. 从最大限度地降低被调
信号及其各次谐波的幅值来看, 在调制开关频率中三角波调制优于正弦波调制. 基于以上理论, 提出了一
种利用负反馈网络实现的三角波调制方式的振荡器电路, 通过仿真验证了此振荡器电路输出脉冲波形的
基频和各高次谐波的频带被扩展, 达到了设计的预期目的. 由于设计充分利用了开关电源控制芯片其他
模块产生的逻辑信号, 省去了比较器、小电流或大电容的设计, 在减小芯片面积和节约成本上存在优势.
而且通过变换逻辑信号的顺序可以得到任意波的调制, 设计灵活性比较大.
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